透過一次關於基本知識的對話，讓我們深入考察那
沒有什麼魅力但是極其關鍵的旁路電容和去耦電容。
引言
旁路電容是關注度低、沒有什麼魅力的元器件，一般來說，在許多專題特寫中不把它作為主題，但是，它對於成功、可靠和無差錯的設計是關鍵。來自Intersil公司的作者David Ritter和Tamara Schmitz參加了關於該主題的進一步對話。本文是對話的第一部分。Dave和Tamara信仰辯論的價值、教育的價值以及謙虛地深入討論核心問題的價值；簡而言之，
為了獲取知識而展開對一個問題的討論
，
下面請“聆聽”並學習。
David:
有一種觀念認為，當我們做旁路設計時，我們
對低頻成分要採用大電容(微法級)，而對高頻成分要採用小電容(納法或皮法級)。
Tamara:
我贊成，那有什麼錯嗎？
David:
那聽起來很好並且是有意義的，但是，問題在於當我在實驗室中驗證那個規則時並未得到我們想要的結果！我要向您發出挑戰，Tamara博士。
Tamara:
好啊！我無所畏懼。
David:
讓我們看看，你有一個電壓調整器並且它需要電源。電源線具有一些串聯阻抗（通常是電感以及電阻），這樣對於短路來說，它在瞬間提供的電流就不會出現大變化。它需要有一個區域性電容供電，如圖1所示。
圖1：旁路電容功能
Tamara:
我到目前均贊成你的觀點。那就是旁路的定義。Dave，接著說吧。
David:
例如，有些人可能用0。1 μF電容進行旁路。他們也可能用一個1000pF的電容緊挨著它以處理更高的頻率。如果我們已經採用了一個0。1 μF的電容，那麼，緊挨著它加一個1000pF電容就沒有意義。它會增加1%的容值，誰會在意？
Tamara:
然而，除了電容值之外，有更多要研究的內容。這兩種數值的電容均不理想。
David:
我們必須考察0。1 μF的實際電路；
它存在有效串聯電阻(ESR)以及有效串聯電感(ESL)。
Tamara:
有時候，你還要把介質損耗一項當成一個並聯電阻來考慮，如圖2所示。
圖2：旁路電容的模型
David:
現在，當我們遇到具有瞬態特性的這一損耗時，我們假設0。1 μF電容的ESL遠遠大約1000pF的電容。我們需要某一器件在短期內供電，因ESL的存在而讓0。1 μF的電容做不到這一點。假設就在於1000pF的電容具有更低的ESL，因此，能夠提供更好的電流。
Tamara:
ESL與你獲得以及封裝的電容的型別有關。其數值可能完全獨立於電容本身的尺寸和數值，如圖3所示。
圖3：旁路電容的阻抗
David:
（顯示出對年輕同事所具有的知識的驚訝）
Tamara:
我曾經看到過一些人把100 nF、10 nF和1 nF的電容分級並聯起來使用，它們可能均採用相同的封裝，例如0402，因為這些電容通常就是採用這種封裝形式。然而，每一種0402封裝均具有相同的ESL，因為它們具有相同的電感以及相同的高頻響應，
因此，這麼安裝電容於事無補。
David:
我們在實驗室中所發現的問題在於，各種封裝均是類似的。我們所採用的大多數陶瓷電容均為面積是0805或0603的電容。我測試發現，
把0603 0.1 μF電容挨著0603 100pF電容安裝，效果上不如僅僅採用兩個0603 0.1 μF的電容。
Tamara:
那是完全有可能。我猜測，你所處的頻率範圍就是0603 0。1 μF電容被最最佳化的頻率範圍。
圖4：相同尺寸和不同尺寸的電容的阻抗比較
David:
是的，ESR和ESL是原數值的一半且非常管用。在這些應用中，我所研製的開關調整器的工作頻率大約為1MHz。
Tamara:
在你的情況下，要調整電容的數值以及封裝，以改善對你沒有興趣的那個頻率範圍的旁路網路。圖4假設我們談論的是相同型別的電容（陶瓷電容）。其它型別的電容—如鉭電容—具有更高的ESR，因此，整個曲線突起。另一方面，有時可能全部要採用鉭電容。
David:
我們現在講講歷史。過去，人們採用他們手上能用的一切元器件。那時，你無法獲得封裝小的100 μF電容，你不得不透過縮短旁路電容器上的引線來改善旁路網路。當今的大電容的尺寸正逐漸縮小類似於較小電容所具有的尺寸。當你開始認真考慮選擇一隻0。1 μF電容時，你肯定選擇0603的封裝，並且，最終會選擇0402封裝的電容（因為我沒有看過0402封裝的電容，我傾向於不採用那些電容）。
Tamara:
按照分級封裝的階梯電容（stepped capacitor）的確切含義來自於賽靈思公司的討論。他們的FPGA被用於各種各樣的應用之中，並且，他們設法測試了所有的條件。因此，他們在高達5Gsps的寬頻帶內需要一種低阻抗電容對電源旁路。另一方面，你需要一種較低頻寬的解決方案。
David:
我的評論全部來自較之於比賽靈思的速度更低的電源應用。你的辯論非常聰明，因為你指的是封裝尺寸，而其他人沒有那麼深入的思考。他們通常所，高頻需要小電容，而低頻需要大電容。
Tamara:
啊，真是的，我要臉紅了。
David:
我的旁路事業一直是非常令人厭煩的，
因為在大多數時間內，規則就是用0.1 μF電容旁路每一個晶片，那就管用了。
Tamara:
那不僅僅與封裝有關，而且還與佈局有關。
David:
絕對正確！我循著電路板上的電流路線，發現電路板上存在電感。在任何電流路徑上的電感與該路徑的閉環面積呈正比。因此，當你圍繞一個區域對元器件進行佈局時，你需要把元器件緊湊地佈局。
那就是你為什麼把元器件保持緊湊佈局的原因—保持電感為低。
然後，選擇具有良好ESL和ESR的電容。我希望對於它有更多的設計藝術，但是，它的確是實用證明正確的少數的簡單規則之一。
Tamara:
當然，你可以購買具有較低ESL和ESR的電容，但是，他們通常比標準的陶瓷電容更為昂貴。
David:
在大多數情形下，與每一塊晶片儘可能接近的0。1 μF旁路電容仍然非常管用。
繼續關於排版的討論
下面是，
第三部分的對話，請“聆聽”並學習。
（Tamara博士拿著一袋發著沙沙響聲的書進入她的辦公室，當Dave從旁邊走過時她把那袋書扔在了桌子上。）
Dave:
嗨，Tamara：博士，你往那裡扔什麼？
Tamara:
那是我們的讀者郵件。
Dave:
我們收到郵件？你的意思是喜歡“來自新澤西Fort Lee的Richard Fader寫道：這就是我聽說的關於電容器的一切抱怨嗎？”之類的郵件？
Tamara:
是的，就是那樣的信件。
Dave:
關於電容器以及排版嗎？
Tamara:
當然！這是一封來自Kyle（所有讀者的姓名被改變，以保護他們隱私）。在高幅度射頻場中，他慣常於把電容器級聯起來以旁路他的電路。
Dave:
正如我們所說的，有時候你需要這麼做，但是，許多時間你不需要這麼做。
Tamara:
他也問到了耦合電容。看來他們在耦合電容上遇到的問題不如在旁路電容上遇到的問題大。
Dave:
是的，我已經注意到了那個問題，但是，一些人擔心採用大的耦合電容，因為它太慢。我認為，他們的思路不正確。
Tamara:
在今後的討論中我們將著手解決那個問題。這裡是Carl的評價。他對我們最近關於接地平面上的電壓降問題提出的解決方案感到不確定。他認為，在它（感應作用）周圍或者需要磁通，或者它僅僅是一個通常很小的IR降。
Dave:
是的，我們通常在影片系統中談到的60dB的串擾非常小，意味著有幾個毫伏的有害訊號。上次在例子中我們證明了，為了便於描述，我們把電路做了相當多的簡化。實際電路在每一個通道具有完整的直流恢復（具有電子機械繼電器），並且它是通孔元件。從圖5所示可見，當通孔元件或過孔破壞了一個接地層時會發生什麼情況。
圖5：影片混合器的電路板排版圖。邊緣電流線顯示出現串擾的可能性；帶引腳的元件破壞接地層，並把電流線聚集在一起
Tamara:
你的意思是你不用表面貼裝元件，因此，接地層上充滿了帶引腳的元件的通孔？
Dave:
是的，來自輸入的大多數迴流透過圍繞這個電路的窄帶之中。與實體接地層相比，電阻要更大。
Tamara:
因此，邊緣電路被更多地擁擠在一起。
Dave:
是的。串擾比你想像的要多。表面安裝的元件對解決這個問題有很大幫助，因為它們具有更少的通孔，但是，把接地層分開是明智且容易的事情，並且不論你是否擁有大量的過孔它均能消除這個問題。如圖6所示。
圖6：影片混合電路板利用分開的接地層來把串擾最小化
Tamara:
免費、容易且有效—聽起來就像放之四海皆準的慣例。
Dave:
那真是我一直思考的事情。你在哪個領域取得了什麼進展？
Tamara:
我已經跟兩家電容器公司X2Y以及KEMENT的代表進行了接觸。
Dave:
他們怎麼想的？
Tamara:
我們在旁路電容上花費了太多的精力，你不知道你怎麼想的嗎？
Dave:
啊，是的，我的意思是它們僅僅是電容器。
Tamara:
他們說，我們的研究不夠。我們僅僅考慮兩維。他們甚至要考慮電容器內部的側景（side view）。
Dave:
他們重視我們建議的那樣的電流路徑嗎？
Tamara:
是的，透過減少他們的電容器的引腳的垂直封裝面積，他們把等效串聯電感（ESL）的標準數值從大約2nH降低為原來的1/5。
Dave:
因此，即使專業公司也重視該電流（如釋重負地嘆息）。我們站在可巨人的肩膀上（停頓，心不在焉地凝視遠方…）
Tamara:
Dave。 。 。 。 DAVE。 。
Dave:
哦，對不起。那麼，現在我們在哪裡跟蹤電流路徑，Tamar博士。
Tamara:
我認為，我們需要做稍微深入的討論，並透過一個例子分步討論。我認為，我們的讀者瞭解電流路徑對於放置他們的旁路電容是至關重要的，但是，可能需要一個例項。讓我們看看在一個簡單的電路中，電流是在哪裡流過的。讓我們看看驅動一個負載的運放的輸出。下面是一塊簡單的電路和電路板。
Dave:
好，讓我們把討論做的有趣一些。對於輸入偏置級的電壓參考來說，怎麼樣？
Tamara:
圖7所示為具有增益為2的單電源運放配置。
圖7：簡單的運算放大器以及電壓參考電路
Dave:
電壓參考偏置均以電源電壓的一半來輸入以獲得最佳的輸入範圍。
Tamara:
這次我們為排版選擇採用雙層電路板（上次那塊板子採用四層板）。第二層幾乎是完整的接地層，在輸入和輸出線上是兩條跳線，如圖8所示。
圖8：單運放及其電壓參考電路的印刷電路板排版
Dave： 讓我們跟蹤電流的路徑（圖9a和圖9b）。
圖9a和圖9b：在參考電壓中的交流以及直流路徑
Tamara:
工程師們有時會混淆交流以及直流路徑，因此，讓我們把交流高頻路徑標記為藍色，而把直流路徑標記為綠色。
Dave:
我要深入探討一下。我用實線把驅動電路標出，因為它們的電流大多數在頂層流動並且迴路用虛線表示，因為它們在接地層上的流動佔突出地位。
Tamara:
你真厲害！
Dave:
你可能認為，參考電源僅僅是直流電源，但是，它也是放大器中交流電路的一部分。要核查在參考電路中的高頻電流路徑。
Tamara:
我特別想知道，無源元件的堆疊如何讓你乾淨地引入輸入線並在U2、R4、C3和C5之間共享一小塊接地焊盤。
Dave:
那並沒有阻止我構建一條從R3至那個輸入網路的緊湊（佈局很好）的反饋路徑。
Tamara:
高頻路徑是短且緊湊的，其環路透過輸出旁路電容器C5以及參考旁路電容器C3。我猜測那就是為什麼你把C3放在放大器U2附近，而不是放在上面的參考晶片U1旁邊。在頂層上它們甚至共享額外的接地連線。
Dave:
沒錯。我們想要高頻電流包含小的閉合面積，這意味著電感小。為了形成對照，請參見直流電流的迴路。
Tamara:
它們在整塊板子上展開並且甚至似乎離開電路板的頂層。
Dave:
是！直流電流必須來自電源，那意味著它進入並離開聯結器或找到它流去本地電源調整器的途徑。在任一情形下，路徑的面積均大。
Tamara:
那就是為什麼我們在第一個地方採用旁路電容器：
把高頻電流保持在本地，並分流會引起大量不希望出現的電壓降的感性以及阻性路徑。
Dave： 現在，請看以下放大器的輸出電流（圖10a和圖10b）。
圖10a和圖10b：在在運放中的交流以及直流路徑
Tamara:
再看看在電路板頂層上展開的直流電流（在連線電源的地方），但是，在緊湊的環路中交流電流非常接近輸出放大器。
Dave:
交流回路除非在接地層上展開，否則不會依靠自己或跨越它自己構成迴路。那就是最小化串擾的良好實踐。
Tamara: 這
一次在你的接地層上沒有出現你的著名的切割，為什麼沒有？
Dave:
那個訊號的確沒有機會相互作用。訊號流直接從左邊流向右邊—輸入至輸出。我們沒有畫出輸入電流路徑，這留給讀者做練習。
Tamara:
然而，如圖2所示的接地層切割在把訊號線圍起來並防止邊緣電流相互作用上最為有用。
Dave:
絕對正確。可是，不要忘記這整個對話是從旁路電容器開始討論的。
Tamara:
是的，的確如此。我們能夠選擇正確的電容器的尺寸、型別和封裝，然而，如果我們不對排版進行最最佳化的話，那也不會有效。
Dave： 那可能是我們能夠說的最重要的事情：
關於放置旁路電容器的問題幾乎總是可以透過跟蹤
電
流的路徑並最小化電流的環路面積
來回答。除此之外，沒有更多的其它問題。
直接來源：晶片之家（ID：chiphome-dy）
PCB走線，不是盲目的拉線
裸奔，還是上作業系統，兩者有啥區別？
CAN通訊訊號的波形，用示波器如何測量
